За период конструирования того что ныне называется "Портативный ТРХ Дунай" было опробовано множество узлов и их вариаций. Комбинируя их тем или иным образом были опробованы разнообразные варианты радиочастотных трактов ТРХ. Основной радиотракт расположен на "основной плате". Это дает следующие возможности: не изменяя остальных узлов (ДПФ, Синтезатор, УВЧ), можно изменять варианты исполнения конечного ТРХа (его параметров и сервисных возможностей), посредством изменения основной платы. За все это время основными опробованными вариантами исполнения радиотракта являются основные платы №2, №3, №4 и №5. В этом описании пойдет речь о платах №2,3,4 и в отдельном описании идет речь о плате №5.
Итак, приступим...
Основная плата №2
фото1 , фото2 , схема часть_1, схема часть_2
Чувствительность приёмника, без УВЧ, не хуже 0,3-0,4мкВ, динамический диапазон при подаче двух сигналов с разносом 8Кгц не менее 93-95Дб. Забитие - выше 120Дб. Данные приёмника получены при применении различных версий "ковельских" синтезаторов. Измерения были проведены в начале «пути изобретения» этого варианта ТРХ в нескольких экземплярах. Применялась методика измерений описанная Дроздовым В.В. в его книжке «Коротковолновый трансивер». Измерения проводились на диапазоне 20м.
Сигнал с платы полосовых фильтров ПДФ, на которой установлен отключаемый широкополосный УВЧ с аттенюатором и первый каскад передатчика, поступает на Т1. Трансформатор выполнен на ферритовом кольце К7-10, проницаемостью 600-1000. Соотношение витков подобрано под входное сопротивление 50 Ом, обмотка I - 5 витков, II - 12 витков, если потребуется входное сопротивление 75 Ом, обмотка I должна иметь 6 витков, она наматывается сверху II обмотки, которая равномерно распределена по всему сердечнику. Обмотка II выполнена двумя нескрученными проводами диаметром 0,15-0,22мм. Применение трансформатора с объемным витком приводит к ухудшению чувствительности приемника, из-за того, что такой тип широкополосного трансформатора вносит большее затухание. Смеситель выполнен на "полевиках" КП305Ж,Е (VT1, VT2). Это наиболее доступные транзисторы с минимальным сопротивлением перехода в открытом состоянии. Применение КП905, 907 при таком же уровне гетеродина не позволяет получить аналогичную чувствительность, сопротивление открытого канала этих транзисторов явно выше. Полевики должны иметь “правую характеристику”, т.е при нулевом напряжении на затворе переход сток-исток должен быть закрыт. Микросхема DD1 делит частоту синтезатора на 2 и выдает противофазные сигналы, которые усиливаются транзисторами VT3,VT4. Эта схема оптимальна при применении ковельских синтезаторов и ГПД от Р107М, когда частота гетеродина выше и требуется деление. При применении обычного ГПД, вместо триггера (ТМ131,231) нужно применить другой логический элемент без деления частоты, который обеспечит два противофазных сигнала, например К500ЛМ109 - как это сделано в TRX RA3AO. Не забудьте только о смещении по постоянному току на входной ножке микросхемы с помощью резистивного делителя R13,R14, в противном случае на выходе микросхемы сигнала не будет. Можно применить другие серии - 531,1533,1544 и др. Желательно, чтобы предельная частота на которой может работать микросхема была хотя бы в два раза выше максимальной частоты ГПД. Иначе форма сформированного меандра будет отличаться на низшей и высшей частотах ГПД. Даже при применении 500-й серии у которой предельная частота достигает 200Мгц "правильный меандр" получается при входной частоте до 40-60Мгц.
Рис1. - это картинка того, чего имеем на затворах КП305 в основной плате №2.
Смеситель такого типа неоднократно применялся в трансиверах как с синтезатором частоты, так и с обычными ГПД. По динамическому диапазону он не уступает двойному балансному смесителю на диодах, как в TRX “Урал 84М”, но требует меньше моточных элементов. Следует отметить интересную особенность смесителя на полевых транзисторах в пассивном режиме - эфир низкочастотных диапазонов выглядит менее “трескотливым”, чем при применении диодного смесителя. Воспроизведение эфирной обстановки “более мягкое”, если сравнить например с “Уралом”. Отличие, конечно, не столь заметное как этого, может быть, хотелось, но оно отмечено многими слушателями с музыкальным слухом.
С трансформатора Т1 сигнал промежуточной частоты попадает на обратимый каскад VT6. Подобрать оптимальную нагрузку смесителю можно изменением режима транзистора резистором R15. На плате разведен так называемый пассивный диплексер на LC элементах. Импровизация с этим узлом в виде классического последовательно-параллельного звена, Г-образного, П-образного показали, что согласование требуемого качества можно добиться подбором режима каскада на VT6, т.к. транзистор, включенный с общим затвором, позволяет менять в широком диапазоне входное сопротивление посредством изменения тока стока, Rвх = 1/S. Наличие “классического” полосового диплексера требуется только в случае неудачно выбранной промежуточной частоты, когда продукты преобразования могут повлиять на устойчивость работы каскада VT6. В других случаях пассивный диплексер только вносит затухание, которое крайне нежелательно в этой цепи.
С трансформатора Т2 усиленный сигнал поступает на кварцевый фильтр. Возможны несколько вариантов изготовления Т2. “Широкополосный” - на ферритовом кольце проницательностью 600-1000, в два провода без скрутки 7-10 витков, диаметр провода 0,15-0,22 мм, кольца 7-10 мм. “Резонансный” - катушка диаметром 5-7мм с подстроечным сердечником из карбонильного железа (СЦР), 30-25 витков провода 0,22-0,31 мм виток к витку с отводом от середины и подключенным параллельно катушке "резонансным" конденсатором (плата №3), или броневой сердечник СБ9А. В “резонансном” варианте возможно дополнительное согласование с кварцевым фильтром достичь, применив дополнительную обмотку связи, как это сделано в катушке L1, для согласования с низким входным сопротивлением детектора здесь применена катушка Lсв. “Резонансный” вариант позволяет незначительно поднять чувствительность. Информация, которая была получена в эфире, о якобы резком улучшении чувствительности приемника, когда заменили трансформатор на кольце резонансной катушкой, если и “имела место быть”, то в связи с отсутствием какого-либо согласования Т2 - кварцевый фильтр, нежели резком увеличении Кус. каскада на VT6. Согласование с кварцевым фильтром заводского изготовления можно обеспечить путем подбора шунтирующего резистора R17. Трансформатор Т2 используется с коэффициентом трансформации 4:1, поэтому ориентировочно R17=Rф.х 4. В “резонансной” нагрузке согласование - путем подбора соотношения L и С и изменением витков катушки связи. Шунтирование трансформатора Т2 для точного согласования с кварцевым фильтром, вызывает уменьшение усиления каскада VT6, что сказывается на ухудшении чувствительности приемника. Наиболее оптимальный и простой вариант получается при применении самодельных кварцевых фильтров, когда не нужно подгонять режим каскада к какому- то определенному сопротивлению кварцевого ZQ, а дополнительно есть возможность подобрать элементы фильтра под настроенные на максимальные характеристики каскады. Поэтому в рабочей конструкции основной платы R17 не применяется, а в предварительно настроенном на стенде XTAL ZQ при установке в плату заново подбираются емкости по наименьшей неравномерности и затуханию в полосе пропускания. Выход фильтра нагружен на R18, который подбирается по наилучшим характеристикам как фильтра, так и каскада на VT7.
Нагрузка каскада - резонансный контур L1,C16, для согласования с низкоомным входом детектора применена обмотка связи Lсв. Катушка L1 намотана на каркасе диаметром 5-7мм. 30-25 витков провода 0,22-0,31 мм. Катушка связи наматывается в середине L1, 5 витков провода 0,12-0,18 мм. Цепочка С17,VD5,VD4,R27 служит для регулировки усиления каскада. При подаче напряжения АРУ или с ручного регулятора, диоды открываются и конденсатор С17 шунтирует контур L1,C16. Такой вариант регулировки не меняет режима каскада по постоянному току и не вносит искажений. Резистор R27 определяет глубину регулировки. Если требуется получение более глубокой АРУ, точно такую же цепочку можно применить и в каскаде VT6.
С Lсв. отфильтрованный и усиленный сигнал поступает на детектор, собранный по “классической” схеме на диодах. Для того, чтобы поднять уровни, включено по два диода последовательно в каждом плече. Трансформаторы Т3,Т4 намотаны на ферритовых кольцах проницаемостью 600-100, типоразмер К7-10. Намотка в три провода без скрутки, диаметром 0,15-0,22 мм, достаточно 7-10 витков. На Т4 подается напряжение с опорного кварцевого генератора. Балансировка детектора достигается за счет предварительного подбора диодов, симметричной намотки трансформаторов и в случае надобности дополнительно подобранного конденсатора небольшой емкости, включенного экспериментально в одном из плеч детектора. Рассмотренные узлы работают на передачу в обратном направлении. Сигнал с микрофона подается на усилитель, выполненный на операционном усилителе DA1 (рис. №2) через фильтрующую цепочку C36,R18,C84. Усиленный сигнал поступает в цепь VOX SSB c R92,C83 и через эмиттерный повторитель VT6, служащий для согласования с низкоомным входом, на детектор, который в режиме передачи выполняет роль балансного модулятора. Контакт К1 реле Р1 служит для того, чтобы в режиме приема сигнал с операционного усилителя DA1 не попадал на вход УНЧ.
Сформированный DSB сигнал (рис.№1) с трансформатора Т3 повышается по амплитуде на контуре L1 и через каскад VT7 поступает на кварцевый фильтр. С выхода кварцевого фильтра SSB сигнал трансформируется трансформатором Т2 почти в четыре раза по амплитуде в сторону увеличения и через VT6 поступает на смеситель. Телеграфный сигнал формируется генератором на VT5 и через С19, служащий для подбора амплитуды, поступает на затвор VT7. Регулировка выходной мощности осуществляется цепочкой VT8,C21. При подаче на затвор VT8 положительного напряжения с движка переменного резистора, установленного на передней панели трансивера, переход сток-исток транзистора открывается и конденсатор С21 шунтирует цепь затвора VT7. Транзистор VT8 нужно выбрать с “правой” характеристикой, при нулевом напряжении на затворе переход сток-исток должен быть закрыт. "Полевики" VT1,VT2,VT8 можно выбрать обычным тестером, нужно измерить сопротивление сток-исток, предварительно соединив затвор с истоком, стрелка прибора не должна отклоняться. Измерение проводится осторожно, ни в коем случае нельзя допускать прикосновение к не соединённому с другими выводами выводу затвора транзистора, т.к. защиты от статического электричества КП305 не имеют.
На транзисторе VT23 собран усилитель VOX SSB. Диоды VD36 и VD35 выпрямляют и удваивают напряжение. Элементы R97, С29 определяют время удержания VOX и его чувствительность. Автоматика, формирующая напряжение +13,8в.ТХ и +13,8в.RX собрана на транзисторных ключах VT18,VT19,VT20,VT21. Включение системы VOX происходит соединением эмиттера VT15 с корпусом. Времязадающие элементы для CW включены на выходе VT15, изменяя значение С30,R75 можно регулировать задержку VOX при телеграфе. Вывод педали для перевода TRX на передачу, соединяют с корпусом. Диоды VD16,VD17 защищают транзисторы ключей от бросков обратного тока, возникающих при переключении реле.
Низкочастотный сигнал с детектора через фильтр на элементах R30,C43,R31 поступает на первый каскад усилителя низкой частоты, рис. №3. Применен малошумящий транзистор КТ3102Е,Д - VT7. Чувствительность подбирается резистором R33. Далее сигнал через аналогичный фильтр на R38,C48,R39 поступает на каскад, выполненный на операционном усилителе DA2. Между каскадами введена цепочка регулировки усиления VD10,VD11,C49,R40. Глубина регулировки подбирается резистором R40. Для сужения полосы пропускания при приеме телеграфа, подключается двойной Т-мост контактами К2. Реле Р2 включается посредством замыкания свободного вывода на корпус. Полоса пропускания такого низкочастотного фильтра по уровню -3Дб составляет 250-300 Гц, прямоугольность не высокая. С выхода DA2 сигнал поступает на регулятор громкости R75, установленный на передней панели. Конденсатор С75, припаивается непосредственно на выводах регулятора громкости, для того чтобы исключить наводки на эту цепь и шорохи при вращении ручки регулятора. Конденсатор С52 обрезает высокочастотные шумы при усилении. Оконечный усилитель мощности особенностей не имеет и выполнен на элементах VT12,VT13,VT14. Половина напряжения питания на выходе усилителя, подбирается резистором R66.
Цепочка формирования напряжения АРУ выполнена на элементах VD12,VD13,C59,R52. Выпрямленное и удвоенное напряжение заряжает конденсатор С59, который разряжается через резисторы R52,R53. На VT8 выполнен УПТ, нагруженный на головку S-метра. Напряжение АРУ снимается с эмиттера VT8 и подается через VD14 на цепочки регулировки усиления.
Микросхема DD3, служит для формирования тонального сигнала самопрослушивания и телеграфного VOXа. Тон можно подобрать изменением номиналов R17,C74. Громкость самопрослушивания регулируется резистором R64. Опорный и телеграфный генераторы запитаны напряжением, дополнительно стабилизированным стабилитронами на 9V.
В трансивере применен довольно мощный транзисторный ШПУ, при максимальной мощности потребляемый ток достигает 15А и есть просадка напряжения, поэтому потребовалась дополнительная стабилизация напряжения. Оба генератора выполнены по обычной схеме емкостной трехточки.
Телеграфный генератор можно выполнить как на полевом, так и на биполярном транзисторе. На полевике манипуляция более мягкая, но на высоких скоростях (более 150 знаков) короткие посылки сливаются. Поэтому, если предполагается работа на больших скоростях, нужно генератор выполнить на биполярном транзисторе. Форму посылок регулируют при помощи R13,C22,R14. Частоту генератора следует выставить конденсатором С18 на 1000-1200 Гц выше частоты опорного генератора. Опорный генератор выполнен на полевом транзисторе VT9. Эмиттерный повторитель VT10 служит для развязки и согласования с низкоомным входом детектора. Реле Р3 контактами К3 включает последовательно с кварцем катушку L4 в режиме “нормальной” боковой полосы. Для перехода на инверсную боковую полосу подключаются конденсаторы С61,С60. Катушка намотана на каркасе диаметром 5 мм с сердечником СЦР, 15-30 витков провода ПЭЛ 0,1-0,18 мм. Элементы подстройки придется подбирать в каждом конкретном случае, т.к. это зависит от типа применяемого кварца. Плата разведена под кварцы в корпусах Б1 и РГ-05. Частота генератора выставляется ниже на 200-300Гц от частоты нижнего ската кварцевого фильтра по уровню - 6 Дб. В режиме инверсной боковой полосы, частота должна быть на 3-3,2 КГц выше. В генераторе (VT9) можно применять и любой другой полевой или биполярный транзистор, но на биполярных транзисторах не удается получить “идеальную синусоиду”. В борьбе за “идеальный сигнал” пришлось включить R57 с помощью которого можно корректировать “синусоиду”. Не следует стремиться получить максимально возможную амплитуду сигнала, уровень, нагруженный на детектор, должен быть не более 0,7 В эфф. (измерено вольтметром ВК7-9). При превышении этого значения сложно будет подавить остаток несущей. Амплитуду можно корректировать резисторами R59,R62 или применять полевики с разной крутизной КП303А - амплитуда минимальна; КП303Е,КП302В,КП307Г - максимальна.
В процессе изготовления этой платы у преобладающего большинства пользователей вопросов возникло небольшое количество, т.к. схемотехника достаточно известная и о ней много статей в радиолюбительской литературе. Выше уже была выложена информация о цифрах чувствительности плат со смесителем на КР590КН8А и КП305-ых. Снижение чувствительности плат на низкочастотных диапазонах при применении КН8 заставило провести дополнительные “лабораторные работы” в этом направлении.
Сделаны замеры входного сопротивления смесителя, которые сведены в таблицу –
|
Входная частота MHz |
5 витков Ом |
6 витков Ом |
8 витков Ом |
Без VT1 Ом |
US5EI Ом |
КП305 Ом |
|
50 |
42 |
51 |
57 |
51 |
45 |
57 |
|
35 |
36 |
45 |
50 |
47 |
38 |
49 |
|
28 |
29 |
36 |
40 |
31 |
37 |
38 |
|
25 |
25 |
38 |
38 |
26 |
34 |
29 |
|
21 |
21 |
27 |
29 |
26 |
45 |
26 |
|
18 |
18 |
24 |
29 |
19 |
35 |
26 |
|
14 |
15 |
18 |
24 |
16 |
35 |
28 |
|
10 |
14 |
19 |
30 |
22 |
38 |
42 |
|
7 |
12 |
16 |
29 |
27 |
41 |
51 |
|
3,6 |
12 |
16 |
25 |
42 |
38 |
72 |
|
1,9 |
11 |
15 |
23 |
56 |
35 |
80 |
“Входное сопротивление смесителя на КР590КН8А” - измерено мостом, схема аналогична приведённой в книжке Ротхаммеля.
Из которой видно, что при соотношении витков 5х12 в Т1, входное сопротивление значительно падает с понижением входной частоты. Было увеличено количество витков во входной обмотке соответственно 6 и 8 витков – это две следующие колонки в таблице. Сердечник для Т1 – ферритовое кольцо диаметром 10мм 1000НМ3К. При отсоединении от смесителя каскада на VT1 сопротивление резко повышается, особенно на низкочастотных диапазонах (соотношение в Т1 – 5х12 витков). В плате Олега US5EI (см. инфо на сайте) применён трансформатор на кольце диаметром 7мм (проницаемость мне не известна) с соотношением 5х12. Микросхему КР590КН8А выделял ему из своих старых запасов – 1986 года выпуска. В последнем столбце таблицы – сопротивление смесителя на двух КП305Ж. При нулевом напряжении на затворе сопротивления каналов транзисторов около 1000Ом. Если “ткнуть” щупом тестера с положительным потенциалом в среднюю точку трансформатора Т1 – то он показывает 560Ом. Аналогичный смеситель на других транзисторах с сопротивлением в средней точке 320Ом показал и пониженное входное сопротивление. На 14Мгц оно было минимально и составляло 16Ом. Входное сопротивление смесителя на КН8 зависит и от года выпуска, и от производителя установленной в смесителе микросхемы. Примерно аналогичные параметры как у платы US5EI (КН8 – 86.09 года выпуска без заводского клейма) показали и МС клеймённые буквой М с дужками сверху и снизу буквы, на месте года выпуска нарисована такая же буква М и 0036. Если не обманывают торговцы этой микросхемы – привезены они из Москвы в 2001 году.
Снижение чувствительности было связано, скорее всего, с низким входным сопротивлением смесителя на НЧ диапазонах. Привожу таблицу измерения чувствительности, которую подготовил Геннадий UT2XS. Он также заметил это снижение “нюха” своего TRX. И провёл реконструкцию полосовиков и Т1. Полученные измерения можете посмотреть здесь –
Таблица от UT2XS
Информация из “сопроводиловки”, написанная Геннадием:
“Намотал новый трансформатор для КР590КН8А, в 3 провода 12 витков,согласовал с ДПФ (специально выделил этот важнейший и нудный шаг работы для не “особо внимательных читателей” - комментарий UT2FW). Измерения производились откалиброванным цифровым мультиметром Щ4313 и Г4-102 (мультиметр подсоединён на НЧ выход ТРХ – см. этот метод измерения чувствительности на сайте – когда на вход трансивера подаём фиксированное напряжение ВЧ, например 0,5мкV или 1мкV и по соотношению сигнал – шум на низкочастотном выходе можно оценить чувствительность, комментарий UT2FW). По сети генератор и трансивер были развязаны компьютерными фильтрами. На вход ТРХ подавал 0,5 мкV от ГССа. Все резисторы в максимуме. По простому соотношению шумов можно утверждать, что чувствительность не хуже 0,1 мкV. Полосовики дроздовские, смеситель на КР590КН8А, КП903А с резонансной нагрузкой, кварцевый фильтр монолитный с полосой 3,7кГц центральная частота 9,0мГц нагрузочное сопротивление 820Ом. По выходу фильтр грузится на резонансный контур, за которым следует каскад на КП327А. Зашунтировав вход приёмника сопротивлением 50Ом, выключив АРУ и ручки чувствительности и громкости выставив на максимум, измеряем уровень шума на выходе УНЧ. Шум моего аппарата по выходу УНЧ получился около 40mV на всех диапазонах. Выставив на лимбе генератора уровень 0,5мкV, удаляем сопротивление 50Ом и подключаем к входу трансивера генератор. Соответственно каждому диапазону производим измерение. Разброс получившихся у меня параметров скорей связан с работой генератора.”
Автор таблицы - Геннадий UT2XS Адрес: sgv@zt.ukrtel.net
|
диапазон |
шум НЧ |
напряжение выхода НЧ |
с/ш в раз. |
с/ш в db |
|
1,8 |
~ 45 mV |
0,7 V |
15,555 |
11,919 |
|
3,5 |
~ 52 mV |
0,89 V |
17,115 |
12,334 |
|
7 |
~ 45 mV |
0,72 V |
16 |
12,041 |
|
10 |
~ 44 mV |
0,78 V |
17,72 |
12,486 |
|
14 |
~ 46 mV |
0,98 V |
21,304 |
13,285 |
|
18 |
~ 50 mV |
1,005 V |
20,1 |
13,032 |
|
21 |
~ 46 mV |
0,94 V |
20,435 |
13,104 |
|
24 |
~ 43 mV |
0,92 V |
21,395 |
13,303 |
|
28 |
~ 58 mV |
0,97 V |
16,724 |
12,233 |
Основная плата №3
фото1 , фото2 , схема часть_1 , схема часть_2
Изменения внесены в основном в узлы обработки высокой и промежуточной частоты. Первый смеситель выполнен на сборке полевых транзисторов КР590КН8. Сопротивление открытого канала этих транзисторов оказалось не хуже чем у КП305. Подобный смеситель применен в двух других разновидностях основных плат трансивера, которые описаны в КВ-журнале №5/98г. и КВ и УКВ №3,4/99г. На применение в качестве формирователя меандра микросхемы 74АС74 натолкнула перепечатка из “QST” в “Радио дизайне” смесителя Н-типа с очень высокими параметрами. Проверять “крутой” смеситель Н-типа в этой версии платы не имеет смысла, т.к. параметры применяемых кварцевых фильтров и остальная схемотехника не обеспечат такой задачи. При использовании 74АС74 резко упрощается формирователь “меандра”, да и сегодня проще приобрести американскую микросхему, нежели ее белорусский аналог К1554ТМ2. Главное преимущество серии 74 - это то, что с нее можно получить требуемый уровень противофазных сигналов без транзисторных усилителей, как это приходится делать в случае применения 500 серии. Амплитуду можно регулировать изменением питающего напряжения стабилитроном VD1. В первоисточнике микросхема запитывается напряжением 10В. Для любителей конструирования будут интересны некоторые исследования с различными типами микросхем. 74АС74 при напряжении питания 8,5В выдает меандр уровнем 4,6-4,8В в зависимости от рабочей частоты, при питании 6,8В - выходной уровень 3,6-3,8В, питание 5В - Uвых=2,6-2,8В. Микросхема К1554ТМ2 при 5В - Uвых=2,1-2,2В, при 7В - Uвых=2,5-2,7В. Микросхема К1553ТМ2 при 5В - Uвых=1,2-1,3В. При применении 500ТМ131 с транзисторными усилителями, на затворах КП305 2,5-2,8В. Все измерения произведены ламповым вольтметром В7-26. 74АС74 по логике работы и цоколевке полностью соответствует К1533ТМ2, К1554ТМ2. По непроверенным данным 74 серия - это ширпотребовская (если такая существует в США) КМОП серия с предельной рабочей частотой не менее 100Мгц, белорусский её аналог 1554 серия. Следует отметить что, "как обычно" отечественной промышленности скопировать полные характеристики не удалось. Для качественной работы смесителя на КП305 или КР590КН8 требуется уровень гетеродина не менее 2,5-2,7В. Для этих целей подходит 1554 серия, но при повышенном хотя бы до 6,5В питании.
Рис2. Сигнал на затворах полевиков в 590КН8, который поступает с микрухи 74АС74
Для справки - С1-104 по паспорту гарантирован до 500Мгц, параметры головки - R>100k, C<7pf.
От такого варианта пришлось отказаться, т.к. нет данных насколько надежно микросхема будет работать при повышенном питающем напряжении. Уже при 6,5В корпус начинает греться. 74АС74 “теплеет” когда напряжение повышается более 7В, опытным путем проверено - выдерживает питающее напряжение 12В в режиме длительной работы. С такой версией смесителя, трансивер имеет чувствительность не хуже 0,3 мкВ (без УВЧ), “двухсигнальная избирательность” не менее - 95Дб, при подаче сигналов с разносом 8Кгц. Следует заметить, что все замеры параметров приемника проводились при широкой полосе кварцевого фильтра и не включенном фильтре CW по низкой частоте, в отличие от измерений в импортной технике. Фирмы, для получения более впечатляющих цифр, проводят измерения при полосе не более 500Гц, для проверки интермодуляционных характеристик подают сигнал с разносом 100КГц (если это не оговорено отдельно).
По-видимому, описываемый смеситель привлёк внимание не только повторяющих уже разработанные схемы радиолюбителей, но и глубокоуважаемых “генеральных писателей от конструирования” - не так давно мне начали задавать вопросы по поводу статей В.А. Артеменко UT5UDJ в журналах “Радиаматор” и “Радиолюбитель” за 2002год. В этих статьях UT5UDJ “ласково попинывает” такой смеситель и сообщает о “характерных ошибках UT2FW в попытке применения ИМС 590КН8 в реверсивном пассивном балансном смесителе трансивера”…Что можно доложить на сей счёт ? Во-первых - применение 590КН8 в смесителе - это далеко не “попытка”, а использование только мной этой МС уже в течение нескольких лет. Во-вторых - снова ни UT2FW, ни UT5UDJ ничего сами не “изобрели” - МС 590КН8 благополучно применяется в некоторых модификациях РПУ Р-399А и “Прыжок” в качестве первого смесителя, правда немного в ином включении. Главной моей “ошибкой” UT5UDJ считает “адаптацию подобных разработок без учёта логики работы отечественных микросхем” - т.е. отсутствие специальных мер для запирания защитных стабилитронов, которые установлены в МС 590КН8 по затвору каждого из 4-ёх полевиков. Из-за этого (по мнению UT5UDJ) получаем пониженные динамические характеристики смесителя и повышенный уровень неподавленного напряжения гетеродина на портах смесителя - для интересующихся этими выводами UT5UDJ - см. “Радиоаматор” №1.2002г. Что могу ответить по этим вопросам ? Понятно, что не буду применять ту элементную базу и схемотехнику, которая для меня непонятна или не имеет качественных параметров. С качеством стабилитронов, а точнее отсутствием оного, которые защищают затворы полевиков, мне пришлось впервые столкнуться в начале 90-ых годов, когда начал применять отечественные КП327 вместо КП350. Вместо заявленных в справочнике заводом изготовителем 10-15В стабилитроны “пробивались” уже при 2-4В! Почему и не стал использовать их в смесителе Основной платы №2 а остановил свой выбор на КП305 (предварительно перепробовав практически все советские полевики с изолированным затвором от КП301 до КП911) у которых нет вообще никакой защиты затворов (по крайней мере, в справочной литературе на эти транзисторы нет ни слова о защите затворов стабилитронами). Хотя заманчиво бы было применить КП327 в смесителе. Способ запирания этих стабилитронов, предложенный UT5UDJ не нов - он применяется всё в том же РПУ Р-399А и “Прыжок” (это инфо всё о том же, что не устаю повторять - вся радиолюбительская “схемотехника” - это в подавляющем большинстве случаев прилежно содранная профессиональная). В моей версии смесителя запирание стабилитронов происходит постоянным напряжением, которое поступает от 74АС74 - его вполне достаточно, чтобы они не открывались ВЧ напряжением. Эксперименты по дополнительному запиранию, когда подложка не замыкается непосредственно на корпус, а через дополнительную RC цепочку, не дали сколько нибудь ощутимых результатов - это неоднократно проверялось и мной и Геннадием UT2XS, который уже несколько лет применяет аналогичный смеситель в своём трансивере. По поводу пролезания напряжения гетеродина против 0,25В, которые получаются у UT5UDJ, в моей версии остаток напряжения не превышает 0,12В на плечах трансформатора Т1 обмотки II и не превышает 0,01В на обмотке I. По сему поводу могу доложить следующее - не нужно “вбухивать” такое напряжение гетеродина - 11,1В, которое подаёт UT5UDJ! Для качественной работы смесителя достаточно и 2,8В. Представьте себе о каком подавлении можно вести речь, когда транзисторы расположены в одном кристалле на расстоянии не более 1мм друг от друга и на них “загоняют” сигнал уровнем более 10В частотой до 25Мгц? К сожалению, никак наши аматеры не могут избавиться от стрелочной киловольто-киловаттовой болезни….. Чтобы они сказали по поводу “динамики” того же TS-870S, если бы им удалось замерить уровень гетеродина, который подаётся в этом аппарате на первый смеситель!? Или попытались ламповым вольтметром измерить - чего же выдаёт синтезатор в FT-100 или FT817? Могу доложить - стрелки наших показометров практически не отклоняются! А “оно” то работает! И ещё как! На сегодня 870-ый самый популярный трансивер в среде контестадоров - это о чём-то говорит. Возможно, что у меня с UT5UDJ различные точки зрения на максимальные цифиры динамического диапазона - ему удалось намерить с закороченной на корпус подложкой 590КН8 динамический диапазон по интермодуляции третьего порядка в 94Дб и он считает это невысоким параметром. Меня вполне устроила бы и такая цифира, ну а то, что получается в реалии - см. выше таблицу измерений. Той заветной планки, которой добился UT5UDJ - это 113Дб при разносе двух частот тестирования в 2Мгц, мне почти удалось достичь и это при уровне гетеродина в 2,8В и разносе 44Кгц - см. в таблице Портативный ТРХ “С”. Жаль, что нигде не нашёл в статьях UT5UDJ информации о чувствительности, которую он получил со входа предполагаемого супер-аппарата! Снова попахивает “гольной тэорыей” - надоело…. Покажьте готовый отработанный трансивер или хотя бы печатную настроенную плату - тогда буду “дискутировать”! Но, как бы то ни було - “преклоняю колено уважения” к той тщательно расписанной объёмной работе, которую провел В.А. Артёменко - честь ему и хвала! Итог его всех статей однозначен - смеситель на 590КН8 строить можно и нужно - при достаточной примитивности и дешевизне схемы в итоге можно получать очень высокие параметры! По мне - так прям бальзам на душу!!! hi
Итак, еще раз: в "Основной плате №3" испытан вариант повышения входного сопротивления смесителя за счёт введения дополнительного повышающего трансформатора между Т1 и С4 (см. рис №2). Конструкция транса аналогична Т2 (см. рис №1). Нижний вывод трансформатора на корпус, средний на левый вывод С4, а верхний на среднюю точку вторичной обмотки Т1, т.е. трансформатор 4:1 между средним выводом Т1 и левым выводом С4. Вводимая цепь получается широкополосной и изменения характеристик примерно одинаковы во всём рабочем диапазоне от 1Мгц до 30Мгц. Если ставится задача “вытягивания” характеристик только на нескольких диапазонах – вместо понижающего трансформатора на ферритовом кольце в этой цепи можно применить согласующую цепь в виде П или Г-контура. Катушка индуктивностью 1,2-1,3мГн (индуктивность без сердечника, 13-14 витков на каркасе 6мм провод 0,27-0,31мм), емкости могут колебаться в пределах от 12-30пф до 270-300пф в зависимости от применяемой схемы и желаемых параметров. За счёт более качественного согласования через Г-образный контур цепи смеситель – каскад на VT1 удавалось добавить ещё 2-4Дб к чувствительности трансивера на диапазонах выше 14Мгц. Эти “примочки” нужно делать в уже отлаженном и работающем ТРХ, дабы уловить те 2-3-4Дб прибавки к чувствительности, которые можно и не ощутить, если сразу всё закладывать изначально в не настроенный и пока не известно как могущий заработать, строящийся аппарат. Желательно “вытянуть все параметры” в минимальной конфигурации ТРХ и если он чем-то не будет устраивать – только тогда начинать заниматься “доработками”. В противном случае есть опасность - так и “зависнуть” вечным конструктором доработок….. Повторю, что даже в наипростейшей конфигурации Основной платы №2 чувствительность со входа ТРХ составляет не хуже 0,5-0,3мкв в зависимости от диапазона при “ленивой” настройке.
Со смесителя сигнал поступает на обратимый каскад VT1, в качестве нагрузки применен резонансный контур L1,C6,C7. Нужно отметить, что при переходе с приема на передачу резонанс сдвигается вниз по частоте, поэтому введен дополнительный конденсатор С7, которым в режиме приема контур L1,C6 более точно подстраивается в резонанс. Кварцевый фильтр разбит на два, к преимуществам этого варианта можно отнести то, что легче получить почти “идеальную” амплитудно-частотную характеристику, нежели согласовывать один восьми или шестикристальный фильтр. Появляется возможность между фильтрами ввести ограничитель SSB сигнала, тем самым повысить эффективность работы передатчика. При применении четырехкристальных фильтров степень ограничения не должна быть большой, т.к. в случае глубокого ограничения, селективности фильтров может не хватить для подавления внеполосных выбросов, возникающих при ограничении, а если еще и усилить такой сигнал например лампой ГУ81М - то соседи близкие, да и далекие тоже, будут явно не в восторге от вашего присутствия на диапазоне. После первого кварцевого фильтра введен обратимый каскад, аналогичный первому.
Цепочка С16,VD6,VD7,R10 регулирует усиление каскада при приеме, а цепочка C34,VT5,R17 при передаче. Показана версия применения полевого транзистора с затвором на основе p-n перехода при регулировании выходной мощности передатчика. Вместо VT5 можно установить цепочку из диодов, аналогичной применяемой при регулировке усиления приема, но при использовании диодов наблюдается дополнительное ограничение сигнала, получается так называемый “суховатый” сигнал SSB. Сопротивление открытого канала КП103 довольно высокое, поэтому глубина регулировки небольшая, на диодах пределы регулировки значительно больше. Для того чтобы обеспечить бОльшую глубину регулировки, можно включить параллельно несколько КП103, либо перейти на версию, описанную выше с применением КМОП транзистора, не забыв изменить регулировочное напряжение "по затвору" на обратное. На VT22 выполнен усилитель - ограничитель SSB сигнала, резонансной нагрузкой которого является контур Др11,С80. Индуктивность дросселя и номинал С80 будут зависеть от выбранной промчастоты. Коэффициент усиления - соответственно степень ограничения регулируется резистором R90, который в случае надобности можно вывести на переднюю панель трансивера. На схеме межблочных соединений схематически показана цепь отключения "Speech processor`a". Для этого, соединённые между собой, средний "движок" и правый вывод R90 отсоединяем от корпуса и подаём в цепь R90-Р8, для устранения возможных наводок через эту цепь потребуется введение дополнительного развязывающего RC фильтра. Можно и другим способом сделать коммутационную цепь. Например, через реле или дополнительный ключ на транзисторе. На плате эти выводы резистора соединены с корпусом и желаемое ограничение сигнала подбирается один раз при настройке трансивера. Если есть большое желание «постоянно крутить» ограничение сигнала, вместо резистора R90 можно установить полевой транзистор или ключ на диодах (аналогично регулировке выходной мощности на передачу) и подавать изменяющееся напряжение с переменного резистора, установленного на переднюю панель. Ещё бОльшие пределы изменения ограничения сигнала можно обеспечить, установив вместо R100 переменный резистор. Т.е. имеем две цепи, которые меняют степень ограничения – изменяя усиление каскада на VT22 резистором R90 и действительно меняя само ограничение сигнала диодами VD33, VD34 за счёт изменения сопротивления R100. Резистором R100 подбираем порог ограничения и амплитуду SSB сигнала на входе ZQ1 (R8) в пределах 0,8-1,0В (максимальный сигнал при громком «А» в микрофон, эффективное значение).
С L2 принимаемый сигнал поступает на второй кварцевый фильтр. Согласование кварцевых фильтров с каскадами достигается подбором конденсаторов C7,C11,C17,C27 и резисторов R8,R15. Номиналы конденсаторов ориентировочные, точное значение будет зависеть от типов применяемых кварцев, их частоты и полосы пропускания фильтров. Методом “научного тыка” их выбрать не получается - тут без измерителя частотных характеристик не обойтись. Для более быстрой “победы” при балансировке детектора, введен балансировочный резистор R18. Чем выше номинал этого резистора, тем большие пределы регулировки достигаются, соответственно больший разброс могут иметь диоды и “тяп-ляп” можно намотать трансформаторы, но и большее затухание может вноситься в работу детектора. Очень редко на радиорынках можно встретить подстроечные резисторы номиналом 47-68 Ом, которые имеет смысл здесь использовать, ни в коем случае резистор не должен быть проволочным (СП5).
Для любителей бесконечных “доделок и переделок”, положения трансивера “на боку”, на рис.4 (этот рисунок расположен на одном листе с рис.№3) показана цепь формирования напряжения АРУ двумя цепочками. “Быстрый заряд” осуществляется цепочкой R100,VD38,C87,VD39, “медленный заряд” цепочкой R99,VD37,C39,VD40. Для желающих получить “фирменный” SSB сигнал на рис.5 показана схема микрофонного усилителя с компрессией, разработанного и применяемого Олегом, UR6EJ, который можно использовать вместо усилителя на DA1. Степень компрессии выставляется при помощи R10 на 2-3Дб меньше порога ограничения диодами VD3-VD6. При применении динамического микрофона возможно потребуется дополнительный каскад усиления на малошумящем транзисторе – это обычный каскад на малошумящем КТ3102 VT100 рис.5 – не забудьте удалить цепочку питания электретного микрофона R3,C2,R4 если будете использовать этот каскад. С применением такого микрофонного усилителя получается избыток усиления и уровни следует выставлять минимальные.
Далее…. Подаются “левые” КР544УД1А. При громких звуках в микрофон (динамический) они дают на выходе вместо сигнала – “хрюканье”. Или имеют повышенный шум. Для детектора следует выбрать диоды с максимальным прямым сопротивлением, подойдут и КД503. Выходной уровень опорника не следует поднимать выше 0,7-0,75V (напряжение, измеренное ламповым вольтметром на входной обмотке Т3). Подбирается выбором транзистора с требуемой крутизной или его режимом (опорный генератор). С современными малогабаритными кварцами – это чаще всего КП303Е,Д,Г. В противном случае – не получится хорошего подавления несущей. Если не будет применён R18 для дополнительной балансировки модулятора, то можно балансировку провести при помощи экспериментально подобранных элементов С и R, смотрите на сайте фото вида сверху плат №3,4 – на них видны варианты включения этих элементов на диодах детектора. 74АС74 начинает работать уже при входном напряжении 150-200мV, несмотря на то, что один уважаемый мной (но достаточно древний) конструктор упорно такие параметры не хочет признавать (хотя сам его не делал, hi!) и по эфиру (“зомбируя” и вводя в заблуждение своих почитателей) выразился на сей счёт – “да это - бред сивой кобылы”. И ещё раз заостряю внимание некоторых “бегло читающих и не вникающих” в предыдущие описания, но пинающих меня за “невыполнимые” цифры указанных напряжений – все напряжения замерены вольтметром В7-26 и дублированы ВК7-9. Выходного уровня 500-ой серии достаточно для работы 74АС74 (для справки - ЭСЛ МС, к которым и относится К500ТМ131, выдают по “паспорту” - 0,25-0,3V эфф.). Хотя и у меня до проверки были на этот счёт сомнения, когда прочёл в QST информацию о тех небольших dBm-ах, которые требуются для её работы. Чтобы 74АС74 хватало этого напряжения – нужно подобрать смещение на её входе резисторами R3, R4. По рекомендации Геннадия UT2XS номинал этих резисторов для более устойчивой работы микросхемы лучше уменьшить на порядок (10-15кОм). На основных платах №3 и №4 разведена цепочка АРУ и на VT1, на схеме она не показана. С её применением падает “динамика” основной платы – при использовании не очень “динамичных” диодов в этой цепочке – она детектирует сигналы мощных радиостанций и, например, диапазон 40м начинает “петь и разговаривать” всеми “голосами Америки” сразу. Если задействовать все цепочки – при громких сигналах иногда возникает “завязка”, для её устранения нужно в точку соединения VD7 с R10 включить дополнительный блокировочный конденсатор ёмкостью до 1мF, С49 увеличить до 1- 6,8 мF. С затвора VT22 на корпус нужно включить резистор смещения 5-10кОм. На рисунке №2 забыли “нарисовать” такой резистор смещения и на VT4, но на плате он разведён и есть на рисунке №1 – это R25.
Основная плата №4
фото1 , фото2 , схема часть_1 , схема часть_2
Эта плата отличается от №3 только схемой микрофонного усилителя. На №3 установлен усилитель на КР544УД1, а на №4 – усилитель с “компрессией” на КА157ХП3 и микрофонным предусилителем на КТ3102.
Этот вариант мне не очень нравится именно из-за того, что в нем (при бестолковой настройке) возможно получить «итальяноподобный» SSB сигнал. Уже поступали отзывы от повторивших или слышавших работу этой платы о «перекачанности» сигнала. Т.е. – снова возвращаюсь всё к той же теме – не настраивайте аппаратуру по максимальным отклонениям стрелок вправо своих «спидометров». Мощу нужно получать при помощи линейных усилителей мощности, на которые следует подавать качественно сформированные сигналы, а не в микрофонных усилителях, модуляторах или усилителях-ограничителях SSB сигнала.
Предусилитель нужно исключить, если будет использоваться электретный микрофон. В одной из плат №3 был замечен повышенный “шум”, т.е. низкое отношение сигнал-шум. При разборе полётов пришлось “попотеть” - оказалось, что у VT3 не был действительно надёжно заземлён затвор по переменному току. Заземление по переменному току происходит через С78 и проходные ёмкости VT22 – сток-затвор С13, сток-исток С79; С80, С81…. Попался “сухой” кондёр С79 китайского производства и общей ёмкости остальных не хватило для требуемой задачи. Дальнейшие тщательные “исследования” привели к выводу, что иногда всех этих конденсаторов не хватает и требуется дополнительное блокирование затвора VT3. Отсутствие надёжного заземления сказывается повышенным шумом этого каскада. Для того чтобы проверить “шумит” или нет каскад – нужно попробовать дополнительным конденсатором ёмкостью 10-47Н блокировать затвор на корпус. Если шум уменьшается – нужно “придумать” дополнительное блокирование в режиме RX. Были опробованы различные варианты подсоединения дополнительных кондёров через диоды (дабы не усложнять коммутацию) – но, увы, качественного результата не было получено. Внутреннее сопротивление диодов в открытом состоянии всё же не позволяет имитировать надёжное подсоединение конденсатора к затвору и, хотя и небольшой, но “шумок” остаётся. Поэтому наиболее простой, но надёжный, способ – это закорачивать через контакты реле переход сток-исток VT5, тем самым блокирование затвора VT3 происходит через С34. Применено реле РЭС49 с сопротивлением обмотки 1800Ом (паспорт 001, 423, 428 и т.д.) но надёжным срабатыванием от напряжения ТХ. Нормально замкнутые контакты реле в режиме приёма нижний по схеме вывод С34 соединяют с корпусом, а в режиме ТХ размыкаются. Реле располагается на плате (основная №3) возле VT5 – места там достаточно свободного. Для желающих вывести ручку регулировки степени ограничения на переднюю панель – наилучший способ оказался (для хорошей развязки цепей) применить тот же способ регулировки, что и выходной мощности. Т.е. “выбрасываем” C79, C24 вместо R90 применяем другой номинал 5-15Ком (зависит от крутизны VT22 и желаемой степени ограничения) правый и средний (по схеме) выводы R90 соединяем с корпусом. Параллельно R90 (стоком к истоку VT22) подпаиваем переход дополнительного КП103 и изменяем сопротивление перехода сток-исток напряжением на его затворе с переменного резистора, установленного на переднюю панель – как это сделано в случае регулировки выходной мощности через VT5. Изменение степени ограничения сигнала достигается за счёт изменения коэффициента усиления VT22, которое происходит из-за изменения сопротивления перехода сток-исток полевика, дополнительно включенного в цепи истока параллельно R90. Минимально требуемый начальный уровень выставляем резистором R90 и общий уровень сигнала резистором R100, предварительно выставив максимальное сопротивление перехода дополнительного полевика в цепи истока VT22. Ещё раз обращаю внимание любителей накручивания максимальных уровней (заражённых “стрелочной” болезнью) – не нужно именно в этом каскаде “искать” своё особенно громкое звучание на диапазонах! Степень ограничения сигнала нужно делать небольшой, не забывайте, что селективности первого кварцевого фильтра может не хватить для срезания выбросов возникающих при ограничении сигнала в этом каскаде. При использовании основных плат №3,4 полученных от UT2FW, регулировка усиления по ПЧ вызывает отклонение стрелки S-метра от нулевого значения. Это связано с тем, что диод VD14 (см. рис.№3) включен в цепь РРУ, а не так как показано на схеме. Для тех, кого раздражает такой принцип показаний S-метра при “загрублении” усиления по ПЧ следует ввести VD14, как он показан на схеме. Т.е., чтобы напряжение с регулятора РРУ не попадало в цепь R56-S-метр. Если прибор будет использоваться ещё и как показатель выходной мощности в режиме ТХ – нужно будет и цепь UM сделать так же, как показано на схеме (перерезать дорожку, соединяющую катод диода в цепи РРУ на плате с резистором R54 и соединить его, как показано на схеме, рис.№3). На схеме рис.№3 не показан, но на плате разведён дополнительный ключ на КТ315, который в режиме ТХ может шунтировать коллектор VT7 – это может понадобиться, если покажется, что сильны щелчки, происходящие при переходе с приёма на передачу. На базу КТ315 подаётся напряжение ТХ через резистивный делитель (два резистора по 10-15кОм), эмиттер ключа на корпусе, а коллектор соединён с коллектором VT7. Кус DA2 в области высоких частот определяется номиналом С52 и если требуется уменьшить высокочастотное “шипение”, которое некоторым слушателям “режет слух” - можно увеличить емкость С52, тем самым понизить частоту, с которой усиление этого каскада будет плавно понижаться. В некоторых экземплярах ТРХ при работе CW на больших скоростях электронным ключом, самопрослушивание выглядело в виде постоянного нажатия. Этот эффект устранялся при уменьшении ёмкости С22, рис.№2. Т.к., от ёмкости С22 зависит скорость нарастания телеграфной посылки и появляется опасность получить “жесткий” сигнал (что не было обнаружено даже при исключении С22), то можно попробовать заменить микросхему формирователя 561ЛА7 на другой, более удачный экземпляр или уменьшить на порядок резистор R72. Т.к. автор практически не работает телеграфом и с этим явлением столкнулся со слов пользователей (неизвестно каким образом и насколько качественно работал манипулятор CW посылок у того пользователя) – обнаруженное явление для меня так и осталось не совсем “осознанным глюком”.
На схемах указаны уровни высокочастотных сигналов, измеренные ламповыми вольтметрами В7-26 и ВК7-9. Измерения проведены при громком «А» в микрофон, CW сигнал должен быть около 0,5В на средней точке обмотки II трансформатора Т1. В заключении хотелось бы напомнить тем, кто начинал делать “КРС и Урал”, “Росу и RA3AO”, но ничего не доделал и работает на старом UW3ДI - что даже простые, как кажется на первый взгляд конструкции, требуют предварительной подготовки и определённых навыков, которые нельзя получить ни в эфире, ни в письме, ни в интернете. Чем проще конструкция, тем тщательнее требуется подбор элементов и отладка каждого каскада, которая без приборов чаще всего невыполнима. Для получения наилучших результатов приходится обращать внимание не только на типы и качество радиоэлементов, но даже на то, каким клеем следует приклеивать трансформаторы к плате. Качество работы трансивера чаще всего зависит не от применённой схемотехники, а от того насколько тщательно и грамотно всё настроено. Все эти моменты в одной статье или книжке просто невозможно описать. Поэтому, прежде чем браться за работу, следует подумать - а не проще ли накопить денег да купить готовый трансивер или заказать готовый узел тому, кто этим занимается профессионально?
